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Sanjaya中国行-深圳站-04/23《功率变换器设计技术与技巧-从初级到高级》总结

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eric.wentx
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  • 2016-5-13 12:53:38
Sanjaya2016中国行-深圳站《功率变换器设计技术与技巧-从初级到高级》总结
时间:2016-04-23
地点:深圳马可波罗好日子大酒店

            Sanjaya 2016年中国公开培训第一场:主题定义为《功率变换器设计技术与技巧-从初级到高级》,内容一共分成8个章节。

其中:
Sanjaya第二场上海站04/26,第五场北京站05/04的总结位于此:Sanjaya中国行-上海/北京站-04.25、05.04《控制环路优化设计》总结
Sanjaya第三场合肥站04/27,第四场西安站04/29的总结位于此:Sanjaya中国行-合肥/西安站-04.27、04.29《新能源电路拓扑&EMC设计与优化》总结


QQ截图20160513125800.jpg     1.png

1. 三种基本拓扑的分析与延伸,包括物理界中的对偶原理的介绍
2. PCB layout,PCB引线感抗的处理
3. 效率的优化,以一个BOOST APFC为例,深入分析了PFC  BOOST二极管对效率的影响
4. 调试及实际问题解决,结合UL安规测试实例,从安规的角度分析了失效的机理以及解决方法
5. 大功率情况下元件的并联/串联均流/压技术
6. MOSFET的选择,Qgs/Coss动态参数的理解
7. 如何读懂datasheet,这一章从全新的角度介绍了Datasheet上的参数的隐藏的信息
8. 无线充电技术简略,介绍了其与LLC原理的类似性


    以上8个单元,Sanjaya都以其实例进行了说明与阐述,其讲解风格独具一格,下面就其中重点讲解的部分作一个总结:如有理解偏差或是大家有不同的理解建议,请跟帖并提出!
本帖最后由 eric.wentx 于 2016-5-16 22:48 编辑

eric.wentx
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  • 2016-5-13 12:58:49
 
第一部分: 深入拓扑
    基本的拓扑包括BUCK BOOST BUCK-BOOST,这三种基本的拓扑单元经过各种自由组合,能衍生变换出更多的复合拓扑结构,如cuk, sepic, zeta, 桥式, 双向变换器等。
   先讲一个很经典电感充\放电问题:这个是我们理解拓扑的基础:如下二张图清晰地描述了电感充放电的情况,注意:反向的电动势E是很大很大的!

      QQ截图20160514083356.jpg


综上可知:能量是守恒的,虽然理想的电感中不存在能量消耗,但是实际中由于存在寄生阻抗,所以电感电流不能无限上升,而反向电动势的存在,迫使我们得选择一种方式将其控制下来,不然过高的电压会损坏其他相关元件。当然在一些特殊的电路场合,我们还会需要用到这个反向感应电动势,如手机/相机时的闪光灯电路,或是老式的电感镇流器的启动时的电路。关于这个反向电势动势的危害,大家可以自行脑补如下继电器线圈保护二极管(即红色的那个):

4.png


补充:
类似的电容,电容充放电的与电感充放电一样,有对偶性。大家熟悉的,当一个电容充满电的时候,如果瞬间将二端短接,会产生很大的短路电流。平常最常见的一个例子即为:我们有时用镊子去放掉电解电容上的电,会看到有火花出现,这个过程即表明电容上残留的能量是通过ESR及接触阻抗以热的形式释放了出来。

何为拓扑以及如何构建一个拓扑
三个方向:利用并控制住产生的感应电压大小,并为其提供一个流通回路,同时将能量转移到输出(一般是电容)上面。 下面二个图即完整的介绍了BUCK-BOOST拓扑的构建方式:

5.png    6.png

对于一个BUCK-BOOST而言,一旦建立了其拓扑结构后,我们就可以分析其从启动到稳态的整个状态过程,下图是BUCK-BOOST电路启动到稳定过程的电感电流波形。

1.jpg

2.jpg

可以看到因为输入输出的峰值电流很大,故在同等功率条件下,buck-boost的效率最最低的!

3.jpg


到此为止,从不同的角度、PPT讲解方式上,对拓扑的定义以及拓扑的完整性做了个一个交待!
本帖最后由 eric.wentx 于 2016-5-14 13:36 编辑

eric.wentx
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  • 2016-5-13 12:59:02
 
关于纹波系数r: 定义为 电感电流波动量/峰峰值与电感电流平均值/直流分量之比!在进入BCM或是DCM模式时,最大为2。

11.png       12.jpg

我们可以得到磁性/电感变压器尺寸与纹波电流的一个关系:于下图所示:
13.jpg

综合考虑1/2,我们对y(t)函数作二阶求导,以得到曲线的拐点,即r=0.4时是系统最优解!这也是Sanjaya推荐所有条件(拓扑,频率,应用场合)下建议的值。

基于r=0.4的前提,下面可以看到r可以帮助实现一些等比例功率/频率上的缩放,这对于电源产品功率段的扩展,以及快速评审产品方案提供一很好的工程支撑!
14.jpg

1. 如果要求功率增加一倍的话,那么电感电流中心值相应的提升一倍
2. 同时电感电流的峰峰值也会增加一倍(r不变)
3. 故电感量减少半
4. 为了维持同样的瞬间响应,输出电容必须增加一倍,这样保证系统的截止频率不发生变化。
综合1-4,即负载加倍的,r=0.4时,直接将电感量减半,输出电容增加一倍即可以在原来的基础上快速扩展实现设计要求

作为补充:
如果系统的工作频率发生了变化,应该怎么办?  ---- (答案:电感及电容均减半)。


本帖最后由 eric.wentx 于 2016-5-14 18:18 编辑

black_cheung
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  • 2016-5-31 16:20:44
 
翻译及理解的相当不错
black_cheung
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  • 2016-5-31 16:42:18
 
请教下,关于电流,有时是说其平均值,有时是说其有效值
二者的区别及不同场合的正确称谓?
eric.wentx
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  • 2016-5-13 12:59:25
 
第二部分: PCB寄生参数(走线感抗等)的影响
1. 开关管的转换速度过快,这会直接影响到EMI的结果,虽然可以取得最较好的效率,但高频转换速度的EMI性能太差,需要额外的EMI滤波器弥补,这样从系统角度/效率角度来看,并不见得是好处。所以对于一些内置MOSFET的集成式IC来说(如PI的TOP系列),IC驱动与MOSEFT集成在一起,无法'软化'开关速度,所以不得不加上额外的成本在EMI的处理上。

21.jpg

通过对MOSFET VDS波形(可以看成是梯形波或是方波)作分解,得到谱频曲线,就会发现系统转换频率正好处于开关管转换频率处,所以这是EMI的一个主要来源。
22.jpg
2. PCB引线走抗,经验法则,1OZ的铜下,1英寸=2.54cm能产生近20nH的走线感抗。所以在一些测量测试时,我们不要随意地断开元件并引入一根导线来测试上面的电流,因为这已经附加了一个电感在上面,虽然大家潜意识里已经知道这样做会产生问题,一般会选择短而粗的线,但对于开关频率处于100KHz级别这样的,小小的一根引线,会产生噪声尖峰。(这样的结果就是:你不知道这个测量结果是不是真实的,造成误判或是困惑)。---- 如果要测量开关管或是二极管的电流,最准确地办法是测量与之相连的电感上的电流。
基于此,在一此敏感的IC引脚上,我们会加入一个解耦电容以来,一般是0.1uH左右的陶瓷电容来避免走线感抗带来的电压尖峰的影响。


3. 消除PCB引线感抗的负作用
最直接的办法是将PCB走线减短(小体积化),或是单独采用地平面层,如高密度射频PCB都是多层。注意:单纯增加铜箔厚没有明显效果,同样增加走线铜宽用处也不太大(同时铜箔太宽在一些’动点‘场合会产生严重的辐射),导线的走线电感经验公式  L=2*l*(ln4l/d -0.75) nH。

地平面的作用:频率增加,信号的路径并不就是直接沿着直流阻抗最低路径通过,而是对对应电感的路径流通过。而一个完整的地平面的话,就能为信号返回电流提供的阻抗最小(取决于频率高低,ZL还是Rdc)。但是千万不在地平面上添加其他走线,因为这会很破坏整个地平面的均一性,从而电流流向变得很不规则,反正产生更大的EMI。
31.jpg    32.jpg     33.jpg


一个补充:我们常看的,常说的旁路电容,退耦电容,为什么是0.1uF的MLCC?
一个概念:电容(电感也类似)只有在一定的频率范围内呈现出是一个电容的特性, 这个频率即为自谐振频率。可以看到1uF的电容和0.1uF电容特性曲线如下,0.1uF的有效频率范围可以达30MHz,这个通常可以满足一般电源的退耦要求。
41.jpg 42.jpg

下图给出了退耦电容的实际参考摆放位置!!!

43.jpg

可以看到,PCB上的寄生参数与效率,产品可靠性,成本都有关联性!
本帖最后由 eric.wentx 于 2016-5-14 13:48 编辑

lixz
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  • 2016-5-14 19:00:03
 
说实话 地平面分割被破坏那个图,看着太抽像,没看出是怎么破坏的.

电容那个我个人觉得0.1uf是看别人都这么做,而形成的习惯值.
看下面这两张图表,
1uf的等效电感仅为0.8nh
而左边100nf为0.53nh,这并没有低多少.
至于低ESL 看起来低于0.15nh 这似乎有点奇怪.

贴片电容的等效电阻主要是由其外形决定的.
作为参考1cm导线电感已经达到8-10nh.对于0805的外形显然也接近这点.
由于测试夹具(测试夹具奇贵无比)是对贴片元件的"顶级连接"并且消除自身误差得到的数据.
实际电路通常不会优于这些连接.换句话说,连接电容的走线只要有那么几mm长,其等效电感已经没电容什么事.

而谐振频率并不是说明,超过这频率之後电容失效不能滤波,祗不过等效电感限制了这一能力.
但比起走线电感...除非走线能小于那么1-2mm否则还谈不上电容的限制.
而相比100nf , 1uf显然提供更好的滤波能力,那怕超过谐振频率,其等效阻抗仍然比100nf好,图表也显现了这点.

以上纯属个人意见...



本帖最后由 lixz 于 2016-5-14 19:04 编辑

eric.wentx
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  • 2016-5-15 15:56:36
 
To Lixz:
地平面分割被破坏那个图,看着太抽像,没看出是怎么破坏的. ----  就是地平线上存在其他线,而不是单纯的地平面,这样高频信号的路径就反而不是最优了。
同意你对0.1UF电容的理解,MLCC与尺寸关系很大,寄生ESL ESR不同厂家或是不同尺寸都差异比较明显。所以只有在同一个厂商的同一系列下比较,才能突出其自谐振频率的不同。(这里还没有考虑实际电容的容差)

eric.wentx
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  • 2016-5-13 12:59:34
 
第三部分: 变换器的效率 这一节主讲效率提升,以及效率的分配,在哪些元器件上效率值得优化,以及效率的曲线,比如说你怎么做效率都这么高,因为它受限于基本规律,因为它的效率就有这么多。即任何变换器都存在一个固有的效率点损失。

1.jpg

     效率主要由导通损耗和开关损耗组成的,可以又细分一下,哪些是和负载有关的,比如说你负载变化效率跟着变化的,哪些是跟负载无关的。
     首先我们看导通损耗,RdS这边来看是很大的一部分。然后是电感跟变压器的阻抗,再加上输入电容的ESR、等价电阻还有另外一部分是静态电流,这里对静态电流有严苛的要求,所以静态电流占了当中很大一部分。
     对开关损耗大家很熟知,第一个还是电流跟电感、电压之间的交叉面积,决定着整个开关损耗,我们可以通过快开或者快关来做,但这些都会有其他的问题。第二个问题是驱动损耗,驱动损耗是固有存在的,因为已经给了一个驱动电压在里面,它的驱动是一直存在的,它会不停给驱动,目前很多IC在轻载的时候都有跳频功能,称之为间隙工作模式或是burst mode。还有第三个是AC的损耗我们叫做交流损耗,这一块实际上比较复杂,但是另外一个原因,为什么要考虑这一块?因为现在很多变换器特别是谐振变换器轻载的时候,损耗反而是最差的情况。为什么开关损耗取决于频率?以及交流时间?你要减少时间里就要减少开关速度,但是开关速度又对EMI有很大影响,总体来讲效率和EMI是一个很矛盾的点。

下面分析一个APFC BOOST电路来说明元件优化来提升效率的具体例子。

2.jpg

背景:大功率APFC BOOST电路一般采用CCM工作模式,故续流二极管存在反向恢复的问题。

这里的二极管的耐压一般在500V以上等级(相对于400V输出电压而言),所以一般是快恢复/超快恢复二极管,Vf(一般在0.7-1.1V左右)与输出电压之比1.1/400 = 0.00275) 不到0.3%,所以VF对效率的影响极小。这也意味着我们可以用二个低压的二极管串联使用,以减少反向恢复时间的影响。但是实际中,一个二极管对效率的影响达5-10%,甚至于一个二极管与二个串联二极管相比,效率还要低5-10%,这问题就在于二极管的反向恢复时间问题。所以解决办法有:

1. 采用有源吸收,成本增加,需要电感元件
2. 双晶封装二极管,低压管子有较好的反向恢复特性,但还是要注意二个晶圆不是完全的一致。
3. SiC肖特基二极管,这是最优化方案,基本上‘零’反向恢复。


QQ截图20160514143941.jpg QQ截图20160514144025.jpg QQ截图20160514144153.jpg
本帖最后由 eric.wentx 于 2016-5-14 14:44 编辑

eric.wentx
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  • 2016-5-13 12:59:49
 
第四部分 实际调试测试相关技巧 , 以三个实例来描述在实际电源设计中应该注意的事项

A  安规测试中光耦失效而导致绝缘失效的问题
B  肖特二极管的dv/dt特性
C 示波器测量中关于地线环路的影响


A    UL安规测试里面,你的晶体管或者说元器件短路、开路失效不能殃及到二次测,这是UL测试的一个基本概念。所以UL的测试,实际上只是关注安全,不关注可靠性,而且它也不关注EMI,UL纯粹只是安全的测试。所以我们看PPT,如果这个板短路的时候,假设这个时候你保险丝还没有工作之前,有很大的电流会通过。如果此时你保险丝还没动作(后来证实是保险丝选择错误以及IC周边设计错误),它会继续往左边这个IC里灌,最终会损害整个PCB板,也就是我说的不能殃及到二次测,这个也是UL绝对不允许的。这就是整个失效路径,那么接下来我们要怎么防止这些事故发生? 其实很简单:在IC输出级加一个简单的稳压管/TVS即可以实现有效的光耦保护。因为会让TVS或是Zener先短路从而旁路掉IC。
    这个就是我们经常看到为什么加稳压管的原因,有的时候加的不明不白,这里给出了我们加这个管子的原因,后面好多IC已经没有这个问题了,但是大家有的还是加。这里就要提到COMPAQ这家公司,他们在采样电阻这个位置加了一个TVS,开始谁也不知道这个东西是干什么的,但是现在他们搞清楚了。这里只是用来保护单一故障失效。
QQ截图20160514150906.jpg QQ截图20160514150945.jpg QQ截图20160514150955.jpg QQ截图20160514151007.jpg QQ截图20160514151043.jpg

B  肖特二极管的dv/dt特性
现在的工艺水平,肖特管的dv/dt性能可以达到10000V/uS,但是不同的供应商的此参数差异性很大,所以可以向供应商询问此参数。由于肖特管在输出端一般机壳散热器连接在一起,寄生电容等的影响会导致振,这可能会造成可靠性问题。解决方法:加一个小的Ni-Zn磁珠软化dv/dt,但要注意会轻微影响系统效率。
QQ截图20160514153002.jpg

C 示波器测量中关于地线环路的影响以及如何正确测量纹波信号

探头如果不用的话:要么不接悬空,要么从示波器拆掉!

111.jpg


0.1uF的瓷片电容是必须的而且是可以接受的!

112.png

113.jpg

本帖最后由 eric.wentx 于 2016-5-14 18:00 编辑

eric.wentx
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  • 2016-5-13 13:00:04
 
第五部分  器件均流技术

器件并联是在中大功率场合经常看的情况,因为通过的电流大,所以器件本身的均流变得十分重要。
输出二极管及输出绕组的均流, 注意二极管要采用双晶封装以保证器件的一致性,绕组并联时也应该要注意绕组间的不一致产生的环流问题。
QQ截图20160514204348.jpg QQ截图20160514204355.jpg
11112.png
QQ截图20160514203707.jpg
QQ截图20160514203721.jpg

整流桥的并联

QQ截图20160514205324.jpg QQ截图20160514205331.jpg
本帖最后由 eric.wentx 于 2016-5-14 20:51 编辑

口乃心之门户
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  • 2016-5-13 14:56:34
 
版主辛苦了,讲义有下载的吗?
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管理员
  • 2016-5-13 15:08:56
 
资料我们正在等作者确认,应该下周就可以与大家分享!

本帖欢迎大家来提问,我们会邀请 Sanjaya 来与大家作答!
谢谢!
小小瀑布
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  • 2016-5-14 09:11:24
 
感谢文总的再次解读,幸苦啦
eric.wentx
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  • 2016-5-14 11:27:38
 
尽量用自己的话讲清楚比较好。
AT_NC
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本网技工
  • 2016-5-24 09:27:47
 
按图中接法来解决环流问题的话,尖峰吸收是不是也要加两个呢?

解决环流问题

解决环流问题
heji82
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本网技工
  • 2016-5-31 11:57:27
 
不错,学习啦
haoyuan
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高级工程师
  • 2016-10-20 14:50:53
  • 倒数4
 
好,图文并茂!
eric.wentx
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  • 2016-5-14 08:35:23
 
第六部分 Datasheet阅读

     参数规格书,也即大家经常看到的Datasheet,里面有很多东西隐藏在里面,大家仔细读的话会发现有很多有趣的故事在背后,有很多参数是值得玩味的。一般来说,我们看参数规格书,第一页是一个绝对最大值,第二页是典型值,这个典型值很可能工厂是在某一个特定的测试条件得出来的,也许一半是好的,一半是坏的,可能在某一段时间生产这一批可以,那一批不可以。所以说,典型值是一个特定条件下的测试结果。所以你其实看到,他后面都会标一句话,“所有参数都是在这些特定条件下得到的”,这个条款会给很多厂商提供免责的责任,其实它很多的条件是受限制的。
     我们经常看到一个问题,我们元器件失效了,送到原厂分析,返回来报告都是你应用错了,绝对不是元器件本身错了。他会说你应用超规格了,但是你超的是典型规格,而实际上这个典型值已经不是你需要的东西了。所以说最好的情况下,我们希望25度或者说一定温度条件下,我们不太给一个典型值,如果可能的话,我们尽可能向供应商问更多的消息,比如说对于芯片来说,我们第一个要知道不同温度点,整个温度范围下的整个电流限制,其实这个有很多可以限制。然后你输出信号的大小,这个也受温度影响,以及包括这个模式下它的结构补偿。另外还有它内部,如果是集成芯片,然后内部基准、补偿参数,这些都是受温度影响的。25度的参数,其实基本上不能给你任何信息,换而言之,25度时的参数信息基本上是无效的。我们仔细看每一个值后面都会有一张表,包含着基准还有电流限制,频率变化,都有一个温度从负50度到50度的表,后面会给出很多小图,这些小图才是我们想要的。电流限制的原因我们要知道,因为我们现在成本很低,所以有时候设置的电感都很临界,如果你们考虑到温度系数电感的饱和你算不到的,你如果用典型值你不知道,虽然你可能留余电,但是余电都不会留很大,如果你仔细看,有些元器件,特殊元器件,它的温度范围限变化得很多。所以你要看全温度,因为我们工作环境温度跟25度差的很远。

      
QQ截图20160514215054.jpg QQ截图20160514220638.jpg

    虽然规格数LM2593,第一行通常数值是48V,但是可以接到60V,但是实际上当电压超过40V的时候你就要做进一步评估了,因为他输入的电感就很容易进入饱和。这里主要说了在一些元器件的选择,得在特定条件下,选那些包括你开机启动,你的占空比的选择,不能选择特别大。你像这里就没有给出最大值和最小值。一般在稳定的时候,我们比他的最大值还要留10%的余量,这样我们才能承受一定的过载能力。因为整个电感误差比较大,10%—20%,所以我们留10%余量,在最大负载情况下还有10%余量,以防止过载,不管在成本还是过程上来说都比较合理。

QQ截图20160514220942.jpg

    这里给出了整个设计电源,首先我们知道最大电压,或者最大功耗我们知道的,我们需要多少功率这个我们知道的。在这个基础上我们加10%来做余量,这样可以在防止过载的时候,或者开关机的时候不会保护或者损坏。基于最大的功率,和纹波电流我们设置纹波系数。实际上在装电感电流的波形,再重新核算电流的限制。看看是不是在芯片范围之内,第六步是选择合适的磁芯,以及饱和电流的值,基于得到最大的电流限制。最后一步是选择限制,主要是最大负载,以及热的考量,以及怎么绕。

    这里是PI是集成功率,它的余量留的就很大,对PI的系列相信大家也比较熟悉了。但是其实它的意义不太大,我们下面看到底这个东西怎么用,既然有这么大的偏差,这个电流线到底有什么用?
    这是前几年PI一直推的芯片TOP252—262系列,大家可以看他的功率等级,不管是低电压、宽电压,输出的都不一样。所以他提供了一个X引脚,X引脚是可变量功率电流的设置,这里实际上是为了限制最大的电流值。这个是整个芯片的峰值电流值,一直我们没有看到温度发生改变之后,这些值会发生什么变化?所有的参数,包括给出的最大的初始电源限制,不仅没有给出全范围温度下的值,只给了一个最小值,乘0.7的系数,但是这个参数也不能保证是真实的测试结果,只是根据这个曲线推演处理的,真正没有在生产线上完全百分之百测,不是一个全测的参数。
QQ截图20160514221030.jpg
本帖最后由 eric.wentx 于 2016-5-14 22:16 编辑

赵日天
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LV8
副总工程师
  • 2016-5-14 10:31:57
 
版主你好,如上述表述R=0.4视为最优解的话,那个R=0.4是在最恶劣工作情况下R=0.4   还是在最通常情况下R=0.4?
比如我们通常做的反击  90VAC--264VAC输入    12VDC  1A输出       假如是90VAC输入,输出满载的时候使得R=0.4   那么当输入电压上升的时候系统朝着DCM模式的方向变化R肯定也会变大   到我们通常的输入电压220VAC的时候  有可能R=1了,那么在220VAC常压的时候  意思就不是处在最优解状态?


又比如BUCK的话   90VAC--264VAC输入      12VDC  1A输出        假设在264VAC输入的时候  满载时候 使得R=0.4  那么当输入电压减小的时候  系统朝着深度CCM模式方向变化  R肯定会变小   到我们的常压220VAC输入的时候 有可能R=0.2了,那么在220VAC常压的时候   我们的系统也不处在最优解状态?
所以 想了解下   我们该在什么样的  条件下设置R=0.4    是在常压输入下    还是在最恶劣电压输入下?





Sanjaya
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副总工程师
  • 2016-5-18 04:38:37
 
r=0.4 is set at the worst-case input voltage for any topology, in terms of stresses and size of core (energy storage). That is lowest input voltage for Boost and Buck-boost, but highest input for Buck. The most optimal design focuses on these voltage limits in the case of a wire-input converter. Maybe Eric will translate to make this clearer.

eric.wentx
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  • 2016-5-18 08:35:04
 
Hi Sanjaya, your 'best guess' is good enough...
eric.wentx
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  • 2016-5-20 11:17:14
 
赵工: 0.4是在最恶劣条件下的结果。对于 BUCK, 最恶劣条件是输入最时时,而BOOST/BUCK-BOOST,最恶劣条件是输入电压最低。
赵日天
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LV8
副总工程师
  • 2016-5-20 11:25:12
 
小弟明白了,先前的时候对于这个纹波率有各种各样的取值,这次通过大师级的培训想来整个电源界,对R=0.4想来是没有任何异议了,先前的0.6    0.8  的都有,sanJAYA大师说明了R=0.4的才是最优解.那这么说来以前很多人做的电源都不是在最优解中?




本帖最后由 赵日天 于 2016-5-20 11:31 编辑

eric.wentx
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  • 2016-5-20 16:31:23
 
赵工:r的取值我还是觉得sanjaya做了分析的,3楼的那个r与磁芯的曲线的确是个指导性的图。
  • The important thing to keep in mind is that all these "new" definitions came after my initial proposal of the concept in 2000. Yes, indeed, I think I invented the term historically, and I recognized the importance of that in converter design. Power Intehrations uses something similar called KRP before I came up with "r", and that is the ratio of the AC component to the peak value (not average value as for r). Inmy book: design and optimization second edition, I have shown how complicated and non-intuitive the equations become in terms of KRP, as compared to "r". But Power Inegrations too in effect recommend r of about 0.4, based on a recommended KRP of about 0.6....the final recommendation of core size and inductance is stilll almost the same. However, based on my subsequent app note AN-1246 (application-notes.digchip.com/006/6-9641.pdf), I extended the concept to all topologies, which had never been done before. For example, the KRP recommendation of Power Integrations was only for Flyback topology. No one had yet created a simple concept for all topologies, all frequencies, all applications, such as "set r=0.4" (roughly). That's what I did in 2000 and in the two years later.















赵日天
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副总工程师
  • 2016-5-22 13:46:21
 
thanks for your detailed answer .


电源之友
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高级工程师
  • 2016-6-14 09:20:54
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感谢Sanjaya
LMQ4409
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本网技师
  • 2016-5-31 20:11:46
 
好文件要分享
XIE52062
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高级工程师
  • 2016-5-17 16:12:53
 
好可惜,那天上班没时间过去
mingchristian
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副总工程师
  • 2016-5-20 10:38:21
 
感谢论坛,感谢文工,真是受益匪浅
suh520
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助理工程师
  • 2016-5-30 15:53:49
 
这个帖子的确不错,如果能整理成册更加方便阅读
jackxiang
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助理工程师
  • 2016-10-29 16:59:14
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文工,您好!你所讲的datasheet 的确是隐藏很多知识点,但是普通工程师,甚至英文不好的工程师,也甚至做了10年的工程师,也未必能够看到datasheet上的关键参数和有用的参数以及背后的隐藏知识,这也就是为何有些厉害的电源厂,会做出器件,比如mosfet, diode的 load curve 最终让供应商,这里当然指的就是原始制造商来做器件的最终应用确认,有其理由的!!!

4月份,聆听了sanjaya的深圳演讲,你翻译的很精彩,很独到,知识点很细节化!

你的专业风采,值得业内人士/工程师拜读!
thanks for your hard-working and commitement !

best regards

jack.xiang
yuanxuan
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本网技师
  • 2016-5-17 13:36:23
 
理论知识又上一个新台阶
liaozhaocheng
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  • 2016-5-17 15:01:19
 
没得去看看课件也不错
ltpzm
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高级工程师
  • 2016-5-17 13:53:52
 
这个活动好呀,对于相同的知识,看看不同的人是如何解读的,说不定对自己以往的认知又会提高不少。
ruoshui136
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副总工程师
  • 2016-5-17 14:05:39
 
好可惜,当时都没时间去。
ljj1993
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高级工程师
  • 2016-5-25 12:08:41
 
没去现场,在世纪电源网下载了,学习 非常受用!!!
wcz417
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实习版主
  • 2016-5-26 09:02:28
 
总结没有PDF的吗?
eric.wentx
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版主
  • 2016-5-26 11:06:16
 
没有PDF版,都是慢慢截图注解的。
simonbin
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副总工程师
  • 2016-5-26 09:18:21
 
版主辛苦了,支持一下!
chenhao335
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高级工程师
  • 2016-5-26 11:34:14
 
图文并茂,通俗易懂,经典!
LMQ4409
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本网技师
  • 2016-5-27 09:45:04
 
图文并茂,通俗易懂,经典!
haitong121189
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初级工程师
  • 2016-5-27 13:34:10
 
很不错的帖子哦
penzel
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高级工程师
  • 2016-5-27 17:02:27
 
有点小小的感动,一个老外给我们将电源的原理讲得如此的深入透彻,也感谢世纪电源网,谢谢!
yangping1220
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本网技师
  • 2016-5-30 12:23:13
 
不错哦。学习了。
x_jwen
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本网技工
  • 2016-5-30 14:44:08
 
这个课程不错,希望可以尽快见到培训手册.我们现在电源问题比较多,对手机快充电路的分析,寄生参数的学习有待提升.
世纪电源网-小王
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管理员
  • 2016-6-7 16:02:32
 
感谢您的建议。
小柯
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高级工程师
  • 2016-5-30 15:39:59
 
感谢版主的整理
suh520
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助理工程师
  • 2016-5-30 15:54:38
 
这个帖子的确不错,如果能整理成册更加方便阅读
black_cheung
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副总工程师
  • 2016-5-31 16:21:49
 
能否整理成一个PDF文档?谢谢
eric.wentx
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  • 2016-6-1 11:19:50
 
你可以整理成PDF
qq335702318
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副总工程师
  • 2016-6-1 10:26:01
 
太有水平了    感谢世纪电源网提供这么好的平台!!
wusenlin
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高级工程师
  • 2016-6-10 19:10:17
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          精彩的演讲文档不然不可以错过,,,感谢世纪电源网对资料做详细的解说,,,
DYWEN
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高级工程师
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好东西
世纪电源网-小王
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管理员
  • 2016-6-28 11:59:04
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感谢文版主的详细总结和翻译
makuian
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助理工程师
  • 2016-6-23 20:33:58
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好好学习一下。
航母之风
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本网技工
  • 2016-7-19 11:03:25
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不错,好!  
jackxiang
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助理工程师
  • 2016-10-29 17:01:10
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up!up!up!
zxs2000
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高级工程师
最新回复
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